華南理工大學電力電子技術(shù)課程設計報告.doc
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電力電子技術(shù)課程設計報告 正激式直流電源的設計 專 業(yè)： 電氣工程及其自動化 班 級： 12電氣（6）班 學 號： 201230282079 姓 名： 林家俊 指導老師： 王學梅 老師 華南理工大學電力學院 2014年1月12日 1. 課題名稱與研究現(xiàn)狀 正激式直流電源的設計。所謂正激式直流電源（亦稱為正激式開關電源）只是開關電源的一種，按照不同的標準開關電源可以分成不同的種類: 從工作性質(zhì)上分，大體上可分“硬開關”和“軟開關”兩種，從工作方式上分，又可以分為正激式、反激式、推挽式，將推挽式加以改進又可分為半橋式和全橋式。正激式的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)同名端式一致的，而反激式的則剛好相反，而且在具體的功能上二者也有區(qū)別，正激式變壓器只是起到一個能量的傳遞作用，而反激式變壓器則還要暫時的儲存能量起到一個電感的作用，因為由于變壓器電感的極性的不同，反激式變壓器一次側(cè)與二次側(cè)是不會同時導通的，但正激式和反激式變壓器基本上都是一個輸入端與反饋繞組共同構(gòu)成一次側(cè)，而輸出端則只有一組，推挽式的變壓器則相當于兩個反相位工作的正激式變壓器的組合，其有兩個輸入端兩個輸出端。一般來說正激式的輸出功率要高一些，成本也相應的高一些，而反激式易于實現(xiàn)，但是功率比較小，成本也低一些，推挽式的電路比較復雜，輸出功率范圍比較廣。由于反激式開關電源中的開關變壓器起到儲能電感的作用，因此反激式開關變壓器類似于電感的設計，但需注意防止磁飽和的問題。反激式在20～100W的小功率開關電源方面比較有優(yōu)勢，因其電路簡單，控制也比較容易。而正激式開關電源中的高頻變壓器只起到傳輸能量的作用，其開關變壓器可按正常的變壓器設計方法，但需考慮磁復位、同步整流等問題。正激式適合50～250W之低壓、大電流的開關電源。這是二者的重要區(qū)別！電源是各種電子設備必不可少的組成部分，其性能的優(yōu)劣直接與電子設備的性能指標及是否能安全可靠地工作相關。開關電源具有小型輕量同時高效率等突出的優(yōu)點，到目前已經(jīng)廣泛用于各種電子電器設備，特別是計算機和通信設備，包括移動終端和消費類電子產(chǎn)品，可以說無所不在，不可或缺。開關電源是一種利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關管開通與關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓或電流的電路，其一般由脈沖寬度調(diào)制與控制芯片和開關管（IGBT、BJT、MOSFET等）構(gòu)成。由于這種PWM型的開關電源在使用和設計的時候比線性電源具有更高的效率和靈活性，所以可以在各種便攜式產(chǎn)品，航空和自動化產(chǎn)品，儀器與儀表中發(fā)現(xiàn)它們的存在。 開關電源如今已經(jīng)發(fā)展到第5代。上世紀60年代初開發(fā)的是第一代開關電源，那時線性電源剛剛開始向開關電源發(fā)展，開關頻率低，成本高，使用范圍受到很大限制，僅使用在軍事、航天等少數(shù)高科技領域。第二代無工頻變壓器的開關電源在70年代末開始研制，但是受當時技術(shù)條件的限制，生產(chǎn)的電源產(chǎn)品因為效率較低、頻率低、電路復雜度較高，調(diào)試難度大，不易推廣使用等一系列的問題讓其應用范圍受到較大限制，所以第三代開關電源的研發(fā)勢在必行。它誕生于80年代初期，電力電子技術(shù)的成熟以及功率半導體技術(shù)和控制技術(shù)的發(fā)展使得多種型號的中小功率高頻開關電源的研發(fā)成為可能，并被應用于計算機、電視、通信、移動等產(chǎn)品領域，取得了比較豐碩的成果。在此時期內(nèi)，IC技術(shù)與電源技術(shù)和自動控制技術(shù)互相融合，開發(fā)出各種開關電源專用芯片，這種新型節(jié)能電源得到了極大發(fā)展。目前，電源的開關頻率已從20千赫茲提高到了幾百千赫茲甚至更高。90年代中期開始研制第四代開關電源，開關電源在設計時將要考慮EMC(電磁兼容)，PFC（功率因素校正）等其他方面較高的技術(shù)要求。同時開關電源使用的電子元器件也獲得較快發(fā)展。瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS)、壓敏電阻器(如TL431)、電磁干擾濾波器(EMIFilter)、非晶合金制造的磁珠(magneticbead)等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。 高頻化和模塊化是開關電源在未來主要發(fā)展的兩個方向，高頻化使其不斷小型化成為可能，進而可推動高性能的開關電源的應用范圍不斷擴展，尤其是在高新電子技術(shù)領域。面臨著原油價格的不斷上漲和其他能源的緊缺，高性能的開關電源在能源和資源的優(yōu)化使用，效率提升以及保護環(huán)境等許多方面意義重大。模塊化是開關電源發(fā)展另一個總體趨勢，模塊化使電源的設計更加合理，電源的應用可以更加多樣化和更有針對性。同時可以采用模塊化的電源構(gòu)成分布式的電源系統(tǒng)如冗余電源系統(tǒng)，實現(xiàn)多個電源的并聯(lián)，擴充容量。 2. 課題設計任務，指標內(nèi)容及要求 2.1 技術(shù)指標 正激式開關電源的技術(shù)指標 項 目 參 數(shù) 輸入電壓 單相交流220V 輸入電壓變動范圍 180Vac～240Vac 輸入頻率 50Hz 輸出電壓 VO=12V*5A 輸出功率 60W 2.2 主要設計內(nèi)容 主電路的詳細設計和參數(shù)選擇；開關器件的選擇；驅(qū)動電路的設計；脈沖變壓器的設計及選型；控制電路；仿真軟件自選；全部元器件型號參數(shù)（列表說明）。 2.3 特殊要求 給出如下仿真波形和結(jié)果： 1）額定輸出下正常運行 2）突加突減額定負載運行（空載——額定負載——空載）*可選 3. 總體電路的功能框圖，基本原理及其說明 功能框架原理圖 上圖所示是正激開關電源電路的典型結(jié)構(gòu)，它主要由整流濾波電路、DC/DC變換電路、開關占空比控制電路以及取樣比較電路等模塊構(gòu)成。 前級整流濾波電路用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。變換器是開關電源的關鍵部分，它把高頻交流電壓（開關管的開通與關斷形成的高頻交流電壓）變換成直流電壓，并且起到將輸出部分與輸入電網(wǎng)隔離的作用。取樣電路和開關占空比控制電路通過檢測輸出直流電壓，并將其與基準電壓比較，進行放大，調(diào)制振蕩器的脈沖寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩(wěn)定。 開關電源的基本工作原理：輸入交流電（市電）首先經(jīng)過整流濾波電路形成直流VS，該直流電V。再經(jīng)過通、斷狀態(tài)控制的電子開關電路后，變換成脈沖狀態(tài)交流電V0，V0再經(jīng)正激變換器構(gòu)成的整流濾波電路平滑后，輸出直流。顯然，輸出直流V0的大小取決于脈沖狀交流電V0的有效值大?。ǔ烧龋?，而V0的有效值又與開關的導通占空比D＝TON/T（其中T=TON+TOFF）成正比。此外，通過取樣比較電路中對輸出電壓V0取樣，并使之與基準電壓VREF進行比較，若取樣電壓高于VREF，則比較電路輸出Ve減小，取樣控制占空比控制電路，使TON/T下降，從而使V0下降；若取樣電壓低于VREF，則比較電路輸出Ve增加，使TON/T增加，從而使V0增加，這樣就可以使開關電源的輸出電壓V0穩(wěn)定在一個恒定值上。 實際電路圖 4. 經(jīng)典單端正激變換器的工作原理 4.1 基本電路 4.2基本工作原理 4.2.1.正激電路的工作過程 圖2-6中開關S開通后，變壓器繞組W1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此VD1處于通態(tài)，VD2為斷態(tài)，電感L的電流逐漸增長；S關斷后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1關斷。變壓器的勵磁電流經(jīng)N3繞組和VD3流回電源，所以S關斷后承受的電壓為 4.2.2 變壓器的磁心復位 圖中開關S開通后，變壓器的激磁電流由零開始，隨時間線性的增長，直到S關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，必須設法使激磁電流在S關斷后到下一次再開通的時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位。在正激電路中，變壓器的繞組W3和二極管VD3組成復位電路。工作原理是開關S關斷后，變壓器勵磁電流通過W3繞組和VD3留回電源，并逐漸線性的下降為零。變壓器的磁心復位時間為 如下圖所示為磁心復位過程 B R B S B H O 正激式變壓器輸出電壓 1） 輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下有 2）輸出電感電流不連續(xù)時有 5功能塊及單元電路的設計、計算與說明 5.1 整流濾波電路的設計與計算 圖 整流濾波電路 如圖所示，由VD5~8四個二極管和穩(wěn)壓電容CI1構(gòu)成的橋式全波整流電路將輸入的220V，50Hz的交流電轉(zhuǎn)換直流電，穩(wěn)壓電容同時也用來消除來自電網(wǎng)的干擾，同時也防止開關電源產(chǎn)生的高頻噪聲向電網(wǎng)擴散，并將電網(wǎng)輸入電壓進行整流濾波，為變換器提供直流電壓。當參數(shù)選擇恰當時，整流濾波得到的直流電壓為交流電壓220V的倍，約為311V。由于輸入交流電壓在180~240V之間波動，則該直流電壓將在255~340V之間波動。選擇電容為250mF時，整流輸出的電壓在250V~339V間變化，于是，選擇電容為250mF。二極管VD5~8，穩(wěn)壓電容CI1的耐壓值均為350V。 5.2 正激變換電路的設計 5.2.1 工作頻率的確定 工作頻率對電源體積以及特性影響很大，必須很好選擇。工作頻率高時，開關變壓器和輸出濾波器可小型化，過渡響應速度快。但主開關元件的熱損耗增大、噪聲大，而且集成控制器、主開關元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設計等受到限制。 這里基本工作頻率選200kHz，則 =5μs 式中，為周期，為基本工作頻率。 5.2.2 最大導通時間的確定 對于正向激勵開關電源，選為40%～45%較為適宜。最大導通時間為 = 是設計電路時的一個重要參數(shù)，它對主開關元件、輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、變壓器以及和輸出濾波器的大小、轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。此處，選=45%。由上式，則有 =5μs0.45=2.25μs 正向激勵開關電源的基本電路結(jié)構(gòu)如下圖所示。 圖 正向激勵開關電源的基本電路結(jié)構(gòu) 5.2.3 變壓器匝比的計算 1．次級輸出電壓的計算 如下圖所示，次級電壓與電壓++的關系可以這樣理解：正脈沖電壓與包圍的矩形“等積變形”為整個周期的矩形，則矩形的“縱向的高”就是++，即 式中，是輸出二極管的導通壓降，是包含輸出扼流圈的次級繞組接線壓降。 由此可見，下圖所示A面積等于B面積，C是公共面積，因此，真正加在負載上的輸出電壓更小。 圖 “等積變形”示意圖 根據(jù)上式，次級最低輸出電壓為 ==28.44V 式中，取0.5V（肖特基二極管），取0.3V。 2．變壓器匝比的計算 正激式開關電源中的開關變壓器只起到傳輸能量的作用，是真正意義上的變壓器，初、次級繞組的匝比為 = 根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍180V～240V，則=250V～340V，=250V，所以有 ==≈8.79 將上述整合，則變壓器的匝比為 = 5.2.4 變壓器次級輸出電壓的計算 變壓器初級的匝數(shù)與最大工作磁通密度（高斯）之間的關系為 式中，為磁芯的有效截面積（mm2），為最大工作磁通密度。 根據(jù)輸出功率與磁芯的尺寸之間關系粗略計算變壓器有關參數(shù)，磁芯選EI-28，其有效截面積約為85mm2，磁芯材料相當于TDK的H7C4，最大工作磁通密度可由下圖查出。 圖 H7C4材料磁芯的B-H特性 實際使用時，磁芯溫度約為100℃，需要確保為線性范圍，因此在3000高斯以下。但正向激勵開關電源是單向勵磁，設計時需要減小剩磁（利于磁復位）——剩磁隨磁芯溫度以及工作頻率而改變。此處，工作頻率為200kHz，則剩磁約減為1000高斯，即磁通密度的線性變化范圍為2000高斯。 根據(jù)上式，得 =≈33.1匝，取整數(shù)33匝。 因此，變壓器次級的匝數(shù)為 =/=33/8.79=3.75匝，取整數(shù)4匝。 當=/=33/4=8.25。所以，計算最大占空比為 ==≈42.4% 也就是說，選定變壓器初、次級繞組分別為33和4匝，為了滿足最低輸入電壓時還能保證輸出電壓正常，開關電源的最大占空比約為42.4%，開關管的最大導通時間約為2.11μs。下面有關參數(shù)的計算以校正后的（=42.4%）和（=2.11μs）。同時，計算出輸出最低電壓約為30.3V。 5.2.5 變壓器次級輸出電壓的計算 1．計算扼流圈的電感量 流經(jīng)輸出扼流圈的電流如下圖所示，則為 = 式中，為輸出扼流圈的電感（μH）。 圖1-28 扼流圈中的電流波形 這里選為輸出電流（=5A）的10%～30%，從扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應等方面考慮，此值比較適宜。因此，按為的20%進行計算。 =0.2=50.2=1A 由上式求得 =≈34.5μH 如此，采用電感量為34.5μH，流過平均電流為5A的扼流圈。 若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖所示。在期間，為幅度30.3V的正脈沖，VD1導通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通量增大；在期間，為幅度的負脈沖，VD1截止、VD2導通，扼流圈電流線性下降，電感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流為5A。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減小量。 圖 次級的電壓與電流波形 2．計算輸出電容的電容量 輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾mV而確定。輸出紋波電壓由以及輸出電容的等效串聯(lián)電阻ESRESR，是Equivalent Series Resistance三個單詞的縮寫，翻譯過來就是“等效串聯(lián)電阻”。ESR的出現(xiàn)導致電容的行為背離了原始的定義。ESR是等效“串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之。 確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3%～0.5%。 ===36～60mV 又 =ESR 由上式求得 ESR===36～60mΩ 即工作頻率為200kHz時，需要選用ESR值60mΩ以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù)資料，例如，用4700μF/50V的電容，其ESR值為150mΩ，可選3個這樣的電容并聯(lián)。另外，需要注意低溫時ESR值變大。 流經(jīng)電容的紋波電流為 ==≈0.28868A 因此，每一個電容的紋波電流約為0.09627A，因為這里有3個電容并聯(lián)。此外，選用電容時還要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。 5.2.6 恢復電路設計 1．計算恢復繞組的匝數(shù) 恢復電路如圖所示。VT1導通期間變壓器T1的磁通量增大，T1蓄積能量；VT1截止期間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。 圖 恢復電路（VT1截止時） 電路中T1上繞有恢復繞組，因此VT1截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4反饋到輸入側(cè)（暫存）。由于VT1截止期間，恢復繞組兩端的自感電壓限制為輸入電壓的數(shù)值，惟其如此，VD4才能把存儲在中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器初級感應電壓為 = 式中，是的感應電壓，極性為上負下正；是的自感電壓，極性也是上負下正（等于電源電壓）。 若主開關元件的耐壓為800V，使用率為85%，即8000.85=680V。 680-340=340V 求得 = =33匝，取整數(shù)33匝。 2．計算主繞組感應電壓 當=350V，根據(jù)上式，得 =≈340V 5.2.7 計算RCD吸收電路的電阻與電容 VT1導通期間儲存在T1中的能量為 =） 式中，為變壓器初級的電感量。 VT1截止期間，初級感應電壓使VD3導通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能，在上以熱量形式消耗掉。中消耗的熱量為 = 因為=，聯(lián)立整理得 = 因為輸入電壓最高時開關管導通時間最短，把上式中的換成，換成，加在VT1上的最大峰值電壓為 =+= 由此，求得為 = 又，當輸入電壓時，為 ==1.9 ≈1.35μs 式中，初級的電感量是未知數(shù)，下面求解。 Al-Value值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。EI（E）-28，H7C4的A1-Value值為5950，則 A1-Value= 求得為 =5950=5950 ≈6.48mH 求得為 =≈29.4kΩ 式中，加在VT1上的最大峰值電壓取680V。 時間常數(shù)比周期要大的多，一般取10倍左右，則 =10=10≈2033pF 5.2.8 MOSFET的選用 1．MOSFET的電壓峰值 根據(jù)5.2.7，計算VT1上的電壓峰值為 = =340≈650V 實際上，MOSFET的漏-源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如下圖所示。 加在主開關元件上的電壓波形 主開關元件上的電壓與電流波形 2．MOSFET的電流及功耗 根據(jù)變壓器安匝相等原理，MOSFET的漏極電流平均值為 ==5≈0.606A 根據(jù)電感電流的變化量為20%，確定的前峰值和后峰值分別為 =0.9=0.6060.9≈0.55A =1.1=0.6061.1≈0.67A 式中，、分別是開關管導通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值有10%的差值。 VT1的電壓和電流波形如下圖所示，VT1的總功耗為 = 式中，是MOSFET導通電壓，一般為在2V以下。 采用功率MOSFET計算功耗時應注意： （1）PN結(jié)溫度越高，導通電阻越大，超過100℃時，一般為產(chǎn)品手冊中給出值的1.5～2倍。 （2）功率MOSFET功耗中，由于占的比例比較高，必要時加寬進行計算。即在時，采用條件，或者時，采用條件進行計算。另外，在期間，由于功率MOSFET的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。 因為=2.1μs，采用MOSFET產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，采用下降時間。這里，取=0.1μs，=0.1μs，則 =2.1-0.1-0.1=1.9μs 求得為 = 式中，取1.7V。 結(jié)溫控制在120℃，環(huán)境溫度最高為50℃時，需要的散熱器的熱阻為 ==≈24.5℃/W 由此，需要24.5℃/W的散熱器，這時，由冷卻方式是采用自然風冷還是風扇強迫風冷來決定散熱器的大小。散熱器大小與溫升一例如下圖所示。 圖 功耗與溫升的關系 5.2.9 恢復二極管的選用 恢復二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復時間要短。 1．VD3的反向耐壓 在期間VD3反偏，正極相當于接地，加在VD3上的反向電壓等于電源電壓。當輸入電壓最大時，VD3反偏電壓=340V。 2．VD4的反向耐壓 在期間VD4反偏，加在VD4上的反向電壓為電源電壓與恢復繞組感應電壓的疊加，當輸入電壓最高時，VD4反偏電壓為 ==340≈780V 5.2.10 輸出二極管的選用 輸出二極管選用低壓大電流SBD，特別注意反向恢復時間要短。這是因為MOSFET通斷時，由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關特性，功耗增大的緣故。 1．整流二極管VD1的反向耐壓 在期間，由于輸出濾波電感反激，續(xù)流二極管VD2導通，主繞組感應電壓=330V；次級電壓加在整流二極管VD1的兩端，因此，VD1的反向電壓為 ==340≈41.2V 實際上，開關管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。 2．續(xù)流二極管VD2的反向耐壓 在期間VD1導通，加在續(xù)流二極管VD2上的反向電壓與變壓器次級繞組電壓的最大值相同，即 ==340≈41.2V 實際上，開關管導通時有幾V浪涌電壓疊加在這電壓上。加在VD1、VD2導通上的電壓波形如圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 圖 輸出二極管電壓波形 整流二極管VD1的功耗為 = 續(xù)流二極管VD2的功耗為 = 式中，為反向電流，為反向恢復時間，均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時，輸出二極管的電壓和電流波形如下圖所示。 整流二極管VD1兩端的電壓波形 續(xù)流二極管VD1兩端的電壓波形 5.2.11 變壓器參數(shù)的計算 MOSFET的漏極電流平均值為就是變壓器初級電流的平均值，因此為 =0.606A 正激式開關電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式 = 式中，是梯形波電流的前峰值與后峰值的比值，即=/。 本電路就是，就是，則 =/=0.9/1.1≈0.82 初級電流的有效值為 ==1.10.606 ≈0.377A 或用簡單公式 ==0.606≈0.376A 次級電流的有效值為 ==0.376≈3.102A 恢復繞組電流的有效值為 ==0.376≈0.376A 5.3 由取樣比較電路和開關管控制占空比電路組成的反饋電路的設計 反饋電路由取樣比較電路和開關管控制占空比電路組成。將其獨立設計如下： 反饋電路圖 先假定電路輸出電壓穩(wěn)定且為12V，經(jīng)誤差放大器與基準電壓VDC2（亦為12V）比較計算誤差，誤差保持放大之后輸入到比較器的正極輸入端，與三角波V2進行比較，當V1>V2時，輸出Vkong為+Von，當V1
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