【074】4CDCD開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)(開(kāi)題報(bào)告+論文+文獻(xiàn)綜述)
【074】4CDCD開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)(開(kāi)題報(bào)告+論文+文獻(xiàn)綜述),074,cdcd,開(kāi)關(guān)電源,設(shè)計(jì),開(kāi)題,報(bào)告,講演,呈文,論文,文獻(xiàn),綜述
1研究背景
電子設(shè)備都離不開(kāi)可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開(kāi)關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開(kāi)關(guān)電源，更促進(jìn)了開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。
開(kāi)關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖1-1所示，DC-DC變換器是進(jìn)行功率變換的器件，是開(kāi)關(guān)電源的核心部件，此外還有啟動(dòng)電路、過(guò)流與過(guò)壓保護(hù)電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測(cè)其輸出電壓，并與基準(zhǔn)電壓比較，其誤差通過(guò)誤差放大器進(jìn)行放大，控制脈寬調(diào)制電路，再經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的通斷時(shí)間，從而調(diào)整輸出電壓。其結(jié)構(gòu)圖如圖1-1所示。
DC/DC變換器
V1 V0
取樣
比較
放大
參考
電壓
PWM
驅(qū)動(dòng)器
當(dāng)前,開(kāi)關(guān)電源新技術(shù)產(chǎn)品正在向以下“四化”的方向發(fā)展:應(yīng)用技術(shù)的高頻化;硬件結(jié)構(gòu)的模塊化;軟件控制的數(shù)字化;產(chǎn)品性能的綠色化。由此,新一代開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量大大提高,使之更加可靠、成熟、經(jīng)濟(jì)、實(shí)用。
開(kāi)關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開(kāi)關(guān)電源小型化，并使開(kāi)關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動(dòng)了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。
近年,有些公司把開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路也裝到功率模塊中去,構(gòu)成了“智能化”功率模塊(IPM),這樣縮小了整機(jī)的體積,方便了整機(jī)設(shè)計(jì)和制造。為了提高系統(tǒng)的可靠性,有些制造商開(kāi)發(fā)了“用戶專用”功率模塊(ASPM),它把一臺(tái)整機(jī)的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個(gè)模塊中,使元器件間不再有傳統(tǒng)的引線相連,這樣的模塊經(jīng)過(guò)嚴(yán)格、合理的、熱、電、機(jī)械方面的設(shè)計(jì),達(dá)到優(yōu)化完善的境地。
開(kāi)關(guān)電源是一種采用開(kāi)關(guān)方式控制的直流穩(wěn)定電源,它以小型、輕量和高效率的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用于以電子計(jì)算機(jī)為主導(dǎo)的各種終端設(shè)備、通信設(shè)備等幾乎所有的電子設(shè)備,是當(dāng)今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。而當(dāng)我們把開(kāi)關(guān)電源的研究擴(kuò)大到可調(diào)高電壓、大電流時(shí),以及將研究新技術(shù)應(yīng)用于DC/AC變換器,即開(kāi)拓了大功率應(yīng)用領(lǐng)域,又使開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用范圍擴(kuò)大到了從發(fā)電廠設(shè)備至家用電器的所有應(yīng)用電力、電子技術(shù)的電氣工程領(lǐng)域。作為節(jié)能、節(jié)材、自動(dòng)化、智能化、機(jī)電一體化的基礎(chǔ)的開(kāi)關(guān)電源,它的產(chǎn)品展現(xiàn)了廣闊的市場(chǎng)前景。例如,發(fā)電廠的貯能發(fā)電設(shè)備、直流輸電系統(tǒng)、動(dòng)態(tài)無(wú)功補(bǔ)償、機(jī)車牽引、交直流電機(jī)傳動(dòng)、不停電電源、汽車電子化、開(kāi)關(guān)電源、中高頻感應(yīng)加熱設(shè)備以及電視、通訊、辦公自動(dòng)化設(shè)備等。
2、存在的問(wèn)題
當(dāng)我們對(duì)該技術(shù)進(jìn)行深入研究后卻發(fā)現(xiàn)它仍然存在著一些問(wèn)題需要解決，而且有的問(wèn)題還帶有全局性：采用定頻調(diào)寬的控制方式來(lái)設(shè)計(jì)電源，都以輸出功率最大時(shí)所需的續(xù)流時(shí)間為依據(jù)來(lái)預(yù)留開(kāi)關(guān)截止時(shí)間的，則負(fù)載所需的功率小于電源的最大輸出功率時(shí)就必然造成了工作電流的不連續(xù)；“反峰電壓”是開(kāi)關(guān)導(dǎo)通期間存入高頻變壓器的勵(lì)磁能量在開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)的一種表現(xiàn)，而勵(lì)磁能量只能在、也必須在開(kāi)關(guān)關(guān)斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵(lì)磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時(shí)地為勵(lì)磁能量提供一個(gè)“低阻抗通道”，并且為勵(lì)磁能量的通過(guò)提供一段時(shí)間，但 “單調(diào)”控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復(fù)位問(wèn)題；傳統(tǒng)的電流取樣方法是在功率回路中串聯(lián)電阻，效率不高，這個(gè)問(wèn)題向來(lái)是電源技術(shù)，尤其是以小體積、高功率密度見(jiàn)長(zhǎng)的開(kāi)關(guān)電源技術(shù)發(fā)展的“瓶頸”；高頻開(kāi)關(guān)電源的并聯(lián)同步輸出問(wèn)題。
以上的問(wèn)題看似彼此獨(dú)立，其實(shí)它們之間存在著一定的關(guān)聯(lián)性解決這些問(wèn)題，也許還是一條艱難而漫長(zhǎng)的路。
3、本設(shè)計(jì)主要要解決的問(wèn)題和方法
（1）相關(guān)電路的選擇：整流電路的選擇、單相半波整流電路、單相橋式整流電路、防止電流沖擊的設(shè)計(jì)。
（2）參數(shù)計(jì)算以及元器件的選型、控制方式的選擇、功率轉(zhuǎn)換電路的選擇、單端正激變換器的設(shè)計(jì)、變壓器設(shè)計(jì)、電感的參數(shù)計(jì)算、二極管和電容器的選擇、開(kāi)關(guān)管的選擇、控制電路的設(shè)計(jì)。等電路的選擇。
（3）控制模式的選擇
PWM開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過(guò)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。PWM的開(kāi)關(guān)頻率一般為恒定，控制取樣信號(hào)有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開(kāi)關(guān)器件峰值電流。由這些信號(hào)可以構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)一些附帶的過(guò)流保護(hù)、抗偏磁、均流等功能。對(duì)于定頻調(diào)寬的PWM閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，主要有五種PWM反饋控制模式。
（4）開(kāi)關(guān)電源集成控制器
開(kāi)關(guān)電源主要由主回路和控制回路兩大部分組成，主回路是將交流電網(wǎng)的電能傳遞給負(fù)載的回路，控制回路是按輸入輸出條件控制主回路的工作狀態(tài)的回路，將控制回路集成化即稱為開(kāi)關(guān)電源集成控制器。開(kāi)關(guān)電源集成控制器多為脈寬調(diào)制型(PWM),早期PWM多為電壓型，缺點(diǎn)是瞬念響應(yīng)不好。電流控制型PWM的性能和功能均優(yōu)于電壓控制型，國(guó)外新生產(chǎn)的電流PWM控制器品種和數(shù)量最多，有完全取代電壓控制型的趨勢(shì)。本設(shè)計(jì)采用GWl524作為系統(tǒng)的控制器。
（5）電壓檢測(cè)電路
電壓反饋的唯一功能就是使輸出電壓保持在一個(gè)固定的值，電源系統(tǒng)中，對(duì)輸出電壓進(jìn)行分壓（分壓比例為電壓參考值與額定輸出電壓的比值），將此電壓與參考電壓的誤差通過(guò)誤差放大器，用于校正脈寬，使輸出電壓穩(wěn)定。由于GW1524內(nèi)部有誤差放大器，我們只需將輸出電壓檢測(cè)出來(lái)即可，本設(shè)計(jì)采用在主輸出端串電阻的方式檢測(cè)輸出電壓，并反饋到集成控制器，構(gòu)成閉環(huán)。
（6）電流檢測(cè)電路
電流模式控制具有動(dòng)態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡(jiǎn)化、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點(diǎn)，因而取得越來(lái)越廣泛的應(yīng)用。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地測(cè)量電流值，故電流檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)就成為一個(gè)重要的問(wèn)題。在電流環(huán)的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個(gè)較小的電阻來(lái)獲得足夠的檢測(cè)電壓，而檢測(cè)電阻小損耗也小。電流檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)方法主要有兩類：電阻檢測(cè)（resistivesensing）和電流互感器（currentsensetransformer）檢測(cè)。
（7）電阻檢測(cè)
當(dāng)使用電阻檢測(cè)法直接檢測(cè)開(kāi)關(guān)管的電流時(shí)還必須在檢測(cè)電阻RS旁并聯(lián)一個(gè)小RC濾波電路，因?yàn)楫?dāng)開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)時(shí)集電極電容放電，在電流檢測(cè)電阻上產(chǎn)生瞬態(tài)電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值常足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯(cuò)。但是在實(shí)際電路設(shè)計(jì)時(shí)，特別在設(shè)計(jì)大功率、大電流電路時(shí)采用電阻檢測(cè)的方法并不理想，因?yàn)闄z測(cè)電阻損耗大，達(dá)數(shù)瓦，甚至十幾瓦；而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐那么小的電阻。
（8）啟動(dòng)和集成電路供電電路設(shè)計(jì)
輸入高于直流電壓20V時(shí)，輸入電壓不能直接供電給控制芯片IC GW1524，而需要采用輔助電源電路，這部分電路的主要功能是用一個(gè)分流或串聯(lián)的線形電源給控制器提供比較穩(wěn)定的電壓。
（9）保護(hù)電路的設(shè)計(jì)
開(kāi)關(guān)電源電路擔(dān)負(fù)著向整個(gè)電子設(shè)備各單元電路提供電壓和功率的任務(wù)，因此，開(kāi)關(guān)電源電路一旦發(fā)生故障，整個(gè)電子設(shè)備就不能正常工作，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)引起一系列的燒壞元器件典故，其后果極其嚴(yán)重。在開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電路中，功率開(kāi)關(guān)管工作在高電壓、大電流狀態(tài)之下，其故障率比小信號(hào)電路要高得多，這不僅要求功率開(kāi)關(guān)管及其電源電路的可靠性高，而且還要設(shè)置一些必要的保護(hù)電路，使其在一旦出現(xiàn)故障或故障先兆時(shí)迅速切斷電源．以免故隙蔓延，損壞更多的無(wú)器件。
在設(shè)計(jì)之中，我們會(huì)碰各個(gè)內(nèi)容。我們只有多查看資料，多多吸取前人的經(jīng)驗(yàn)。
DC/DC直流開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
XXX姓名
摘 要：本文主要介紹了DC/DC直流開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì),在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉(zhuǎn)換電路采用單端正激功率轉(zhuǎn)換電路、采用增加副邊繞組的方法實(shí)現(xiàn)多路輸出；控制電路采用PWM控制，控制器采用開(kāi)關(guān)電源集成控制器GW1524、設(shè)計(jì)了過(guò)壓保護(hù)電路、電壓檢測(cè)電路和電流檢測(cè)電路。
【關(guān)鍵詞】DC/DC變換器、PWM控制、整流、濾波。
1背景分析
電子設(shè)備都離不開(kāi)可靠的電源，進(jìn)入80年代計(jì)算機(jī)電源全面實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)電源化，率先完成計(jì)算機(jī)的電源換代，進(jìn)入90年代開(kāi)關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開(kāi)關(guān)電源，更促進(jìn)了開(kāi)關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。
2、開(kāi)關(guān)電源的基本原理
開(kāi)關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖所示，DC-DC變換器是進(jìn)行功率變換的器件，是開(kāi)關(guān)電源的核心部件，此外還有啟動(dòng)電路、過(guò)流與過(guò)壓保護(hù)電路、噪聲濾波器等組成部分。反饋回路檢測(cè)其輸出電壓，并與基準(zhǔn)電壓比較，其誤差通過(guò)誤差放大器進(jìn)行放大，控制脈寬調(diào)制電路，再經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的通斷時(shí)間，從而調(diào)整輸出電壓。其結(jié)構(gòu)圖如圖所示。
DC/DC變換器
V1 V0
取樣
比較
放大
參考
電壓
PWM
驅(qū)動(dòng)器
3、整流電路的設(shè)計(jì)
整流是將交流電變成脈動(dòng)直流電的過(guò)程。電源變壓器輸出的交流電經(jīng)整流電路得到一個(gè)大小變化但方向不變的脈動(dòng)直流電。整流電路是由具有單向?qū)щ娦缘脑缍O管、晶間管等整流元件組成的。整流電路的選擇如下：
單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路
電容輸入型的基本電路如圖2-1：（a）為半波整流電路（b）為中間抽頭的全波整流電路（c）橋式整流電路（d）倍壓整流電路。
4、 DC/DC變換器的設(shè)計(jì)
DC/DC變換器進(jìn)行功率變換，是采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)元件，通過(guò)周期性通斷開(kāi)關(guān)，控制開(kāi)關(guān)元件的占空比來(lái)調(diào)整輸出電壓，將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波，它是開(kāi)關(guān)電源的核心部分，開(kāi)關(guān)電源DC/DC變換器有多種電路方式，常有的有工作波形為方波的脈寬調(diào)制（PWM）變換器以及工作波形為正弦波的諧振變換器?；竟ぷ髟砣鐖D所示。
它是一種控制開(kāi)關(guān)S通/斷時(shí)間的比例，用電抗器與電容器蓄積能量的元件。對(duì)續(xù)流的波形進(jìn)行平滑處理，從而更有效地調(diào)整功率流的電路。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調(diào)制方式TS不變，改變ton（通用），二是頻率調(diào)制方式，ton不變，改變TS（易產(chǎn)生干擾）。DC/DC變換器按輸入輸出的隔離方式分有隔離方式與非隔離方式；按開(kāi)關(guān)的控制方式分有自勵(lì)式和它勵(lì)式，以及脈寬調(diào)制、脈頻調(diào)制與幅度調(diào)制等多種方式。
5、單端正激變換器的設(shè)計(jì)
單端正激變換器主回路如圖所示。它是在Buck電路的開(kāi)關(guān)S與續(xù)流二極管D之間加入單端變壓隔離器而得到的。
由于正激式變換器的隔離元件T1純粹是個(gè)變壓器，因此在輸出端需附加一個(gè)電感器L作為能量的儲(chǔ)藏及傳送元件。電路中必有一個(gè)續(xù)流二極管，同時(shí)也要注意到變壓器原邊和副邊線圈具有相同的同銘端。由于是正激工作方式，副邊有電感器，折算至原邊電感量較大。一般電感量越大越好，使得IP較小。變壓器T1的另一個(gè)繞組P2與二極管Dl串聯(lián)后接至Vs。這個(gè)繞組主要起去磁復(fù)位的作用。
6、 控制電路的設(shè)計(jì)
PWM開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過(guò)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開(kāi)關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。PWM的開(kāi)關(guān)頻率一般為恒定，控制取樣信號(hào)有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開(kāi)關(guān)器件峰值電流。由這些信號(hào)可以構(gòu)成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流及恒定功率的目的，同時(shí)可以實(shí)現(xiàn)一些附帶的過(guò)流保護(hù)、抗偏磁、均流等功能。對(duì)于定頻調(diào)寬的PWM閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，主要有五種PWM反饋控制模式。分別是電壓模式控制 、平均電流模式控制、峰值電流模式控制、相加模式控制、滯環(huán)電流模式控制。
7、 開(kāi)關(guān)電源集成控制器
開(kāi)關(guān)電源主要由主回路和控制回路兩大部分組成，主回路是將交流電網(wǎng)的電能傳遞給負(fù)載的回路，控制回路是按輸入輸出條件控制主回路的工作狀態(tài)的回路，將控制回路集成化即稱為開(kāi)關(guān)電源集成控制器。開(kāi)關(guān)電源集成控制器多為脈寬調(diào)制型(PWM),早期PWM多為電壓型，缺點(diǎn)是瞬念響應(yīng)不好。電流控制型PWM的性能和功能均優(yōu)于電壓控制型，國(guó)外新生產(chǎn)的電流PWM控制器品種和數(shù)量最多，有完全取代電壓控制型的趨勢(shì)。本設(shè)計(jì)采用GWl524作為系統(tǒng)的控制器。
8、 保護(hù)電路的設(shè)計(jì)
開(kāi)關(guān)電源電路擔(dān)負(fù)著向整個(gè)電子設(shè)備各單元電路提供電壓和功率的任務(wù)，因此，開(kāi)關(guān)電源電路一旦發(fā)生故障，整個(gè)電子設(shè)備就不能正常工作，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)引起一系列的燒壞元器件典故，其后果極其嚴(yán)重。在開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電路中，功率開(kāi)關(guān)管工作在高電壓、大電流狀態(tài)之下，其故障率比小信號(hào)電路要高得多，這不僅要求功率開(kāi)關(guān)管及其電源電路的可靠性高，而且還要設(shè)置一些必要的保護(hù)電路，使其在一旦出現(xiàn)故障或故障先兆時(shí)迅速切斷電源．以免故隙蔓延，損壞更多的無(wú)器件。
開(kāi)關(guān)電源的保護(hù)電路主要是過(guò)電流保護(hù)、過(guò)電壓保護(hù)。由于集成控制芯片可以實(shí)現(xiàn)過(guò)流保護(hù)，這里只設(shè)計(jì)過(guò)壓保護(hù)電路。
過(guò)電壓保護(hù)電路采用使開(kāi)關(guān)電源停止工作的方式，可使用晶閘管等保持使其電源停止工作的信號(hào)，切斷輸入側(cè)的反饋繞組。
圖為過(guò)壓保護(hù)電路。如果有任何一路輸出端電壓超過(guò)其極限值，
總結(jié)：本文通過(guò)查閱有關(guān)開(kāi)關(guān)電源的資料，將開(kāi)關(guān)電源和線性電源進(jìn)行了對(duì)比，對(duì)開(kāi)關(guān)電源的原理有一定了解，設(shè)計(jì)采用整體—局部—整體的方式，首先對(duì)開(kāi)關(guān)電源的整體結(jié)構(gòu)進(jìn)行規(guī)劃，然后對(duì)各個(gè)部分進(jìn)行設(shè)計(jì)，對(duì)各個(gè)部分的電路的參數(shù)進(jìn)行計(jì)算、對(duì)元器件選型，最后進(jìn)行系統(tǒng)的整合。在設(shè)計(jì)過(guò)程中參考了不少相關(guān)的電路，在理解的基礎(chǔ)上進(jìn)行修改。
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[6]王力、張偉.電路設(shè)計(jì)與制板.北京：人民郵電出版社，2003年
6
題 目： 高頻軟開(kāi)關(guān)逆變式充電器
摘 要
隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，用電設(shè)備對(duì)電源的要求不斷提高， 開(kāi)關(guān)電源正逐步向著高效率、大功率密度、高可靠性、低電磁抗干擾、無(wú)噪聲、維修方便等方向發(fā)展。瞬時(shí)同步整流技術(shù)由于實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，響應(yīng)速度快和具有自然限流等優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛地應(yīng)用。
本文在分析DC-DC技術(shù)發(fā)展的基礎(chǔ)之上，用Buck電路，運(yùn)用MAX767系列芯片研究一條簡(jiǎn)潔的途徑實(shí)現(xiàn)DC-DC直流變換，即應(yīng)用同步整流技術(shù)控制方法，來(lái)實(shí)現(xiàn)變換器高效工作。該變換器主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠，可以實(shí)現(xiàn)輸入： DC 4.5～5.5V，輸出DC 5V/3.3A的設(shè)計(jì)。
分析其系統(tǒng)工作原理的過(guò)程，為該變換方法和應(yīng)用提供了理論基礎(chǔ)，通過(guò)同步整流技術(shù)的方法和應(yīng)用MOSFET管的設(shè)計(jì)，較理想的實(shí)現(xiàn)了DC-DC變換器的設(shè)計(jì)要求。
最后，運(yùn)用這些設(shè)計(jì)成功的設(shè)計(jì)出DC-DC直流變換器。
本文主要介紹Buck電路和MAX767系列DC設(shè)計(jì)，工作原理和主要參數(shù)的設(shè)計(jì)，并對(duì)系統(tǒng)的外特性和穩(wěn)定性作了分析。
關(guān)鍵詞：DC-DC直流變換; 同步整流技術(shù); MOSFET管
Abstract
With the development of the electronic technology, the higher requirement of Power Supply are raised including high efficiency, high power density, low EMI, and rapid dynamic response. A hysterics-band instantaneous current control PWM Technique is popularly used because of its simplicity of implementation, fast current control response, and inherent peak current limiting capability.
The design of the foundation of upper，with buck circuit，handle max767 series chip look into a slip of compact avenue realize dc-dc direct current transform，namely application synchronous rectification technical control means，came realize convector highly active wrought of the text at analyses dc-dc technological development. be one's turn convector trunk feeder structure simplicity credibility，could realize import：DC 4.5～5.5v，output dc 5V / 3.3A
Both that of analyses his system principle of operation course，for be one's turn transform method and application supply know clearly rationale，through the medium of synchronous rectification technical means and application MOSFET table design，compare ideal realize know clearly dc-dc convector' design requirement.
At the last，handle these be designed for wrought 'thought out dc-dc dc converter to.
The design，combine versus systemic external characteristic and stability did know clearly analyses of the both text mostly introduce buck circuit and max767 series DC design，principle of operation and major parameter.
keyword：dc-dc direct current transform synchronous rectification technology mosfet tube。
目錄
摘 要 I
Abstract II
第一章 緒 論 1
1.1 PWM技術(shù)歷史和現(xiàn)狀 1
1.2高頻軟開(kāi)關(guān)逆變式充電機(jī) 2
第二章 主電路的設(shè)計(jì) 3
2.1整流濾波電路 3
2.2主電路的選型 4
2.3軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的基本概念 6
2.4軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的提出與發(fā)展 7
2.5工作過(guò)程分析 9
2.6全橋型電路的主電路元?dú)饧?shù)的確定 12
2.7輸出濾波電路的設(shè)計(jì) 16
第三章 濾波電路和主電路的計(jì)算 18
3.1 濾波電感 18
3.2 濾波電容 19
3.3 開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì) 20
3.4主電路設(shè)計(jì)的具體計(jì)算 22
3.5 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì) 27
第四章 控制電路的設(shè)計(jì)及保護(hù)電路的實(shí)現(xiàn) 31
4.1 控制方案的確定 31
4.2 PWM信號(hào)的產(chǎn)生 33
4.3 移相及互鎖電路 36
4.4 開(kāi)關(guān)信號(hào)的產(chǎn)生 38
4.5 恒流控制電路的設(shè)計(jì) 39
4.6 調(diào)節(jié)器電路的設(shè)計(jì) 41
4.7 保護(hù)電路設(shè)計(jì) 42
參考文獻(xiàn) 44
致 謝 45
46
第一章 緒 論
1.1 PWM技術(shù)歷史和現(xiàn)狀
60年代開(kāi)始得到發(fā)展并應(yīng)用的常規(guī)PWM功率變換技術(shù)使功率變換器的設(shè)計(jì)出現(xiàn)了很大的變化，它除去了龐大笨重的工頻變壓器，提高了電源的功率密度，減小了裝置的體積，提高了變換器的整體效率。隨著近些年來(lái)電子計(jì)算機(jī)、通訊設(shè)備，以及空間技術(shù)實(shí)際應(yīng)用需求的提高，要求常規(guī)PWM變換器具有更小的體積，重量和更高的功率密度，這也意味著常規(guī)PWM變換器要具有更高的工作頻率。
然而，對(duì)于常規(guī)的PWM功率變換器，進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān)頻率會(huì)面臨許多實(shí)際問(wèn)題。在常規(guī)PWM功率變換器中，一組斜對(duì)角線功率開(kāi)關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通和截止，另一組斜種角線上的，也同時(shí)導(dǎo)通和截止。兩對(duì)功率開(kāi)關(guān)管由驅(qū)動(dòng)電路以P19M控制方式交替開(kāi)通和關(guān)斷，開(kāi)通時(shí)間均不超過(guò)半個(gè)周期。功率變換是通過(guò)中斷功率流和控制占空比的方法實(shí)現(xiàn)的，工作頻率恒定。但是功率開(kāi)關(guān)管是在電壓不為零時(shí)導(dǎo)通，在電流不為零時(shí)關(guān)斷，處于強(qiáng)迫開(kāi)關(guān)過(guò)程，又稱硬開(kāi)關(guān)過(guò)程。在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)下工作的常規(guī)PWM功率變換器，隨著頻率的上升，一方面功率開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗會(huì)成比例的上升，處理功率的能力大幅下降;另一方面，過(guò)高的d v/d t, di /d t將會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，雖然增加緩沖電路可以防止過(guò)高的d v/d t, di /d t，但由此會(huì)增加開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗，增大功率變換器的體積和造價(jià)。為克服常規(guī)PWM功率變換器在硬開(kāi)關(guān)的狀態(tài)下的諸多問(wèn)題，80年代以來(lái)軟開(kāi)關(guān)技術(shù)得到了深入廣泛的研究并迅速發(fā)展壯大。
1.2大功率高頻軟開(kāi)關(guān)逆變式充電機(jī)
蓄電池充電設(shè)備的 基本原理就是一直流電源作用與蓄電池兩端，當(dāng)電源電壓高于蓄電池兩端時(shí)，電池處于充電狀態(tài)。在這種狀態(tài)碎隨著充電的不斷的進(jìn)行，蓄電池電動(dòng)勢(shì)增加，充電電流相應(yīng)的減少，為了使充電機(jī)能以一定的電流對(duì)蓄電池充電，則應(yīng)增加相應(yīng)的電壓，使電流穩(wěn)定在給定值上。顯然手動(dòng)充電機(jī)無(wú)法滿足這種要求，且超作的失誤將縮短蓄電池的使用壽命。
本方案討論的就是用絕緣門極晶體管（IGBT）以及新型軟開(kāi)關(guān)諧振脈寬調(diào)制（PWM）電路的充電系統(tǒng)，系統(tǒng)能根據(jù)設(shè)定完成對(duì)不同個(gè)蓄電池充電?？紤]到大功率及電網(wǎng)的污染問(wèn)題，系統(tǒng)采用無(wú)控整流加DC/DC變換器的結(jié)構(gòu)。系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)框圖如圖1-1所示：
圖1-1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖
本方案中所提的“高頻軟開(kāi)關(guān)逆變式”一詞是指充電機(jī)系統(tǒng)的核心部分——DC/DC變換器的結(jié)構(gòu)而言。在本系統(tǒng)中DC/DC變換器采用的是帶輔助換流諧振開(kāi)關(guān)的全橋式PWM DD/DC變換電路。它是在全橋式PWM DC/DC 變換電路的基礎(chǔ)上，結(jié)合零電壓諧振開(kāi)關(guān)和零電流諧振開(kāi)關(guān)技術(shù)而形成的一種新型的高頻大功率充電機(jī)。
第二章 主電路的設(shè)計(jì)
電力電子技術(shù)是以電力為對(duì)象的電子技術(shù)，它在主要任務(wù)是對(duì)電能進(jìn)行控制和交換?，F(xiàn)在電力電子技術(shù)已成為信息產(chǎn)業(yè)和傳統(tǒng)產(chǎn)業(yè)之間的重要接口、弱電與被控強(qiáng)電之間的橋梁。
從SCR、IGBT、SITH；從相控整流電路及周波變換電路到脈寬調(diào)制和高頻斬波電路，現(xiàn)代電力電子技術(shù)正逐漸向集成化、高頻化、全控化、電路弱電化、控制數(shù)字化和多功能化發(fā)展，本文所討論的充電機(jī)系統(tǒng)就是現(xiàn)代電子技術(shù)的產(chǎn)物。
2.1整流濾波電路
整流電路由三相整流橋、充電電阻R、短路開(kāi)關(guān)S和濾波電容C1構(gòu)成，如圖2-1所示。
圖2-1整流濾波電路
當(dāng)電路加電時(shí)，開(kāi)關(guān)S處于斷開(kāi)狀態(tài)，電網(wǎng)通過(guò)整流橋和充電電阻R向電容C1充電。電阻限流作用，防止加電時(shí)產(chǎn)生沖擊電流。
當(dāng)電容充電結(jié)束后，開(kāi)關(guān)S閉合，將限流電阻R短路，電路進(jìn)入正常工作狀態(tài)。開(kāi)關(guān)S的動(dòng)作是由控制電路中的軟啟動(dòng)電路實(shí)現(xiàn)的。
由于整流濾波電路所使用的是不控制元件，對(duì)電網(wǎng)影響較少，同時(shí)，以軟啟動(dòng)過(guò)程所實(shí)現(xiàn)可防止潮涌電流的產(chǎn)生。
2.2主電路的選型
開(kāi)關(guān)電源的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)眾多，其中正激式、反激式和半橋型適合小功率電源使用，全橋型適合大功率電源使用，其中正激電路又可以分單管正激和雙管正激等多種。電路形式的最終確定，需要根據(jù)設(shè)計(jì)任務(wù)書和實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合的具體情況來(lái)確定。
一般來(lái)說(shuō)，功率很小的電源（1-100W），采用電路簡(jiǎn)單、成本低的反激型電路較好；當(dāng)電源功率在100W以上且工作環(huán)境干擾很大、輸入電壓質(zhì)量惡劣、輸出短路頻繁時(shí)，則應(yīng)采用正激型電路；對(duì)于功率大于500W、工作條件較好的電源，則應(yīng)采用半橋或全橋電路較合理；如果對(duì)成本要求比較嚴(yán)，可以采用半橋電路；如果功率很大，則應(yīng)采用全橋電路；推挽電路通常用于輸入電壓比較低、功率較大的場(chǎng)合。充電機(jī)的核心部分是DC/DC功率變換電路。DC/DC變換器一般可分為自激式和他激式兩種。自激式變換電路輸出功率較小，頻率不易控制，只用于較小故在此只介紹他激式變換電路，在他激式變換電路中，開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)是由可調(diào)頻率的震蕩器給出的。下面對(duì)它激式變換電路的組成部分分別加以說(shuō)明。
A．半橋式變換電路
圖2-2 半橋式變換電路
半橋式變換電路的工作原理如下所述。T1，T2管的導(dǎo)通信號(hào)相差180度，且他們的導(dǎo)通時(shí)間均小于T/2，使T1、T2不會(huì)導(dǎo)通。
當(dāng)T1導(dǎo)通時(shí)，電源U1通過(guò)T1、C3，Tr給C2充電，同時(shí)C1通過(guò)T1、C3、Tr放電，二極管D1導(dǎo)通，電源通過(guò)變壓器向負(fù)載輸送能量，電感儲(chǔ)存能量。
當(dāng)T1截止、T2還未導(dǎo)通時(shí)，Tr線圈電壓為零，電感L通過(guò)D1、D2向負(fù)載供電。
當(dāng)T2導(dǎo)通時(shí)，電源通過(guò)T2、C3、Tr給C1充電，C3被反相充電，同時(shí)C2通過(guò)Tr、C3、T2 放電，二極管D2導(dǎo)通，電源向負(fù)載輸送能量，同時(shí)電感L存儲(chǔ)能量。
半橋式變換電路多用于功率在100~700W范圍內(nèi)的高壓開(kāi)關(guān)電源中，該電路的優(yōu)點(diǎn)是電路中使用的功率開(kāi)關(guān)管所承受的電壓較低，不會(huì)超過(guò)線路的峰值電壓。另外，半橋式電路具有自動(dòng)平衡功能，即使由于某種原因兩只管子的導(dǎo)通時(shí)間不同，電路也會(huì)自動(dòng)使變壓器初級(jí)正負(fù)半周的伏秒積相同，避免變壓器出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象。半橋式變換電路的整個(gè)周期中，變壓器初級(jí)一直有電流通過(guò)，變壓器的利用率高。
由于在半橋式變換電路中，高頻變壓器上施加的電壓只是輸入電壓的一半，與推挽電路相比，欲輸出相同的功率則高壓開(kāi)關(guān)管必須流過(guò)兩倍的電流。
B．全橋式變換電路
將半橋式變換電路中的兩個(gè)電容C1、C2換成兩只高反壓功率開(kāi)關(guān)管，并配以相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路，就組成了全橋式變換電路.如圖2-3所示。
圖2-3 全橋式變換電路
在全橋式變換電路中，開(kāi)關(guān)管T1和T4同步通斷，T2和T3同步通斷。電容C3用以阻斷變壓器初級(jí)線圈的直流成分并克服由于器件特性不對(duì)稱而導(dǎo)致的鐵芯飽和現(xiàn)象。
全橋式變換電路的高頻變壓器工作時(shí)，初級(jí)線圈上的電壓為電源電壓，每只開(kāi)關(guān)管的耐壓亦是電源電壓，這樣輸出功率可以增大一倍。該電路的主要不足是開(kāi)關(guān)管數(shù)目增加從而使驅(qū)動(dòng)和控制電路比較復(fù)雜。
2.3軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的基本概念
所謂“軟開(kāi)關(guān)”通常是指功率器件工作在零電壓開(kāi)關(guān)ZVS模式(Zero Voltage Switching)或零電流開(kāi)關(guān)模式ZCS(Zero Current Switching)。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的實(shí)質(zhì)就是通過(guò)電感L和電容C的諧振，使開(kāi)關(guān)器件中的電流或兩端電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化，當(dāng)電流自然流過(guò)零時(shí)，使器件關(guān)斷;當(dāng)電壓下降到零時(shí)，使器件導(dǎo)通。功率器件在零電壓或零電流條件下完成導(dǎo)通與關(guān)斷過(guò)程，將使功率器件的開(kāi)關(guān)損耗理論上為零。圖2-4給出了硬開(kāi)關(guān)和軟開(kāi)關(guān)的電壓和電流波形示意圖，可以對(duì)比分析。
圖2-4 硬開(kāi)關(guān)和軟開(kāi)關(guān)的電壓.電流波形圖
軟開(kāi)關(guān)的四種理想切換方式
1)零電壓開(kāi)通一一功率開(kāi)關(guān)上的電壓先下降到零時(shí)或其后，功率開(kāi)關(guān)才開(kāi)始恿過(guò)電流，稱零電壓開(kāi)通。
2)零電壓關(guān)斷一一功率開(kāi)關(guān)上的電流先下降到零時(shí)或其后，功率開(kāi)關(guān)上的電壓還維持在零，則稱零電壓關(guān)斷。
3)零電流開(kāi)通一一功率開(kāi)關(guān)上的電壓先下降到零時(shí)或其前，功率開(kāi)關(guān)一直不流過(guò)電流則稱零電流開(kāi)通。
4)零電流關(guān)斷一一功率開(kāi)關(guān)上的電流先下降到零時(shí)或其后，功率開(kāi)關(guān)上的電壓才開(kāi)始上升，則稱零電流關(guān)斷。
2.4軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的提出與發(fā)展
針對(duì)常規(guī)PWM控制的上述問(wèn)題，美國(guó)Virginia大學(xué)的李澤元教授提出了諧振軟開(kāi)關(guān)的概念‘“。是在硬開(kāi)關(guān)逆變器拓?fù)渲幸胫C振環(huán)節(jié)，利用諧振環(huán)節(jié)的能量變化來(lái)優(yōu)化變換器中功率器件的開(kāi)關(guān)特性:開(kāi)通時(shí)，電壓先下降到零，電流再緩慢上升到通態(tài)值，關(guān)斷時(shí)電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值。這樣可以解決硬開(kāi)關(guān)電路中存在的開(kāi)關(guān)損耗大的問(wèn)題，同時(shí)也解決了硬開(kāi)關(guān)變換器引起的EMI問(wèn)題。它一舉突破了以往硬開(kāi)關(guān)技術(shù)的局限性，使得采用諧振軟開(kāi)關(guān)逆變器的開(kāi)關(guān)頻率可以提高到很高。
諧振軟開(kāi)關(guān)概念的提出引起了電力電子領(lǐng)域的一場(chǎng)革命，許多研究人員致力于諧振理論和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)的研究。1986年美國(guó)威斯康辛大學(xué)的D. M. Divan教授提出了諧振直流環(huán)節(jié)逆變器，解決了多個(gè)諧振開(kāi)關(guān)的諧振元件作用相互影響的問(wèn)題，該電路的不足之處是在直流環(huán)節(jié)上進(jìn)行電壓諧振，開(kāi)關(guān)器件承受的電壓應(yīng)力增大。后來(lái)D. M. Divan教授又將諧振回路放置在逆變橋之后構(gòu)成了另一種諧振逆變器一一極諧振型逆變器，雖然為開(kāi)關(guān)器件產(chǎn)生ZVS導(dǎo)通條件，但電路復(fù)雜，控制難度大。
在此之后，為了進(jìn)一步簡(jiǎn)化電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，各國(guó)研究者進(jìn)行了不懈的努力。自20世紀(jì)80年代以來(lái)，國(guó)內(nèi)外不斷研制開(kāi)發(fā)出新的高頻軟開(kāi)關(guān)逆變器拓?fù)?，到目前為止提出了多種不同的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，實(shí)際應(yīng)用也取得了一系列成功。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)先后經(jīng)歷了串聯(lián)諧振術(shù)、準(zhǔn)諧振或多諧振技術(shù)(20世紀(jì)80年代中期)、ZCS-PWM,ZVS-PWM或移相全橋ZVS-PW術(shù)(20世紀(jì)80年代末期)、ZCT-PWM或ZVT-PWM技術(shù)(20世紀(jì)90年代初期)、全橋移相ZV ZCS-PWM技術(shù)((20世紀(jì)90年代中期))幾個(gè)發(fā)展階段。而全橋移相軟開(kāi)關(guān)逆變電路是近些年來(lái)應(yīng)用最廣泛的一種軟開(kāi)關(guān)逆變拓?fù)湫问?，如圖2-5所示。這種技術(shù)實(shí)際上是將諧振技術(shù)與常規(guī)PWM變換技術(shù)的結(jié)合。其基本工作原理簡(jiǎn)述為(因IGBT模塊內(nèi)并聯(lián)了續(xù)流二極管，而實(shí)際電路中并不需要，僅為論述方便在圖中畫出，以后各章同理):每個(gè)橋臂的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管 180°互補(bǔ)導(dǎo)通，兩個(gè)橋臂的導(dǎo)通之間相差一個(gè)相位，即所謂移相角。通過(guò)調(diào)節(jié)此移相角的大小，來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓脈沖寬度，在變壓器副邊得到占空比D可調(diào)的正負(fù)半周對(duì)稱交流方波電壓，從而達(dá)到調(diào)節(jié)相應(yīng)輸出電壓的目的。
如果Q1和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別領(lǐng)先于Q3和Q4，則可定義Q 1, Q2組成的橋臂為超前臂，Q3, Q4組成的橋臂為滯后臂。并在IC控制端對(duì)同一橋臂的兩個(gè)(Q1與Q2或Q3與Q4)開(kāi)關(guān)管的相驅(qū)動(dòng)電壓設(shè)置不同的死區(qū)時(shí)間，巧妙利用開(kāi)關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋變換器的四個(gè)功率開(kāi)關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通，在電容作用下零電壓關(guān)斷，錯(cuò)開(kāi)功率器件大電流與高電壓同時(shí)出現(xiàn)的硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，抑制感性關(guān)斷電壓尖峰和容性開(kāi)通的管溫過(guò)高，減小了開(kāi)關(guān)損耗與干擾。但要做到以上這些，必須設(shè)計(jì)滿足要求的軟開(kāi)關(guān)PWM電路拓?fù)洌瑫r(shí)還要合適的控制與其相配合。如圖2－5：
圖2-5 原邊加電容和飽和電感的FB-ZVS/ZCS變換電路
2.5工作過(guò)程分析
為了便于下面的分析，討論前仍需作如下幾點(diǎn)假定:
1.所有開(kāi)關(guān)管、二極管均為理想器件；
2.飽和電感飽和時(shí)電感為零，不飽和時(shí)電感量為無(wú)窮；
3.輸出濾波電感電量足夠大，在一個(gè)開(kāi)關(guān)過(guò)程中可以等效為一個(gè)恒流源；
4.阻斷電容足夠大，在電流復(fù)位過(guò)程中可等效一個(gè)恒流源；
5. (為外部實(shí)際并聯(lián)的電容)。
(1)to-t1時(shí)間段(模式1)
在這個(gè)時(shí)間段，主功率開(kāi)關(guān)管Q1，和Q4，導(dǎo)通，原邊電流從電源正極經(jīng)Q1變壓器原邊繞組、阻斷電容. ，回到電源負(fù)極。一方面通過(guò)變壓器將電源輸入的能量傳遞給負(fù)載，另一方面給阻斷電容充電。在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，飽和電感一直處于飽和狀態(tài)，原邊電流 = =n恒定不變，這個(gè)時(shí)間段對(duì)應(yīng)的等效電路拓?fù)淙鐖D2-6(a)所示。在這個(gè)時(shí)間段的初始時(shí)刻，阻斷電容上的電壓等于一 (，為的正峰值)。在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)有:
（2.1）
式中,n為變壓器變比，為輸出電流。在時(shí)刻t1，開(kāi)關(guān)管Q1，截止，這個(gè)時(shí)間結(jié)束。在這個(gè)模式下工作的持續(xù)時(shí)間取決于開(kāi)關(guān)頻率和變壓器原邊的占空比。
(2)時(shí)間段(模式2)
在時(shí)刻t1，開(kāi)關(guān)管Q1截止，原邊電流從Q1，轉(zhuǎn)移到C1，和C2支路中，給C1，充電，同時(shí)給C2放電，因?yàn)殡娙輧啥穗妷翰荒芡蛔?，所以開(kāi)關(guān)管Q1，是在電容C1,和C2的作用下零電壓關(guān)斷。這個(gè)時(shí)間對(duì)應(yīng)的等效電路如圖2-6(b)所示?？紤]到前面的假定，由于輸出濾波電感很大，負(fù)載被等效成一恒流源，故可以認(rèn)為在此段時(shí)間內(nèi)原邊電流 = =n近似不變，類似一個(gè)恒流源。因此電容電壓可近似認(rèn)為在恒流源作用下線性下降。即
（2.2）
式中，C= C1+C2。在時(shí)刻t2, C2上的電壓下降到零，開(kāi)關(guān)管Q2的反并聯(lián)二極管
D2自然導(dǎo)通，這個(gè)時(shí)間段結(jié)束。這個(gè)時(shí)間段的長(zhǎng)度為:
（2.3）
(3) t2-t3時(shí)間段(模式3)
在時(shí)刻t2, 下降到零，D2導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管Q2隨后可以在零電壓下完成開(kāi)通，原邊電流通過(guò)Q4和D2續(xù)流，將電壓箝位在零，阻斷電容上的電壓上升到。在這個(gè)時(shí)間段，飽和電感仍處于飽和狀態(tài)。在阻斷電容電壓的作用下，原邊電流將迅速下降，并導(dǎo)致副邊電流迅速下降。輸出電流I0與副邊電流的差值將通過(guò)副邊整流器續(xù)流，從而將變壓器副邊和原邊短路。這個(gè)時(shí)間段的等效電路圖如圖2-6(c)所示，其工作過(guò)程的波形如圖2-7所示。根據(jù)前面的假定，由于足夠大，因此在這個(gè)時(shí)間段其上的電壓= 可近似看作不變。
由于電壓等于零，變壓器原邊短路，故阻斷電容電壓全部加在諧振電感上，這時(shí)有:
（2.4）
在時(shí)刻t3，原邊電流衰減到零，這個(gè)工作模式結(jié)束。該工作模式的持續(xù)時(shí)間為:
（2.5）
圖2-6 FB-ZVS/ZCS-PWM變換電路工作原理
(4)t3-t4時(shí)間段(模式4)
在時(shí)刻t3 ， 衰減到零之后，在阻斷電容電壓的作用下將試圖向反方向變化，但這時(shí)飽和電感己退出飽和狀態(tài)，呈現(xiàn)出較大的電感量，阻止了的進(jìn)一步變化。在這個(gè)時(shí)間段，阻斷電容上的電壓保持不便，開(kāi)關(guān)管Q4仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，但已沒(méi)有電流流過(guò)。如果Q4為IGBT管，則其上的少數(shù)載流子可在這個(gè)時(shí)間段得到復(fù)合。由于原邊電流為零，A點(diǎn)對(duì)地電壓為 B點(diǎn)對(duì)地電壓為 =-這個(gè)時(shí)間的等效電路圖如圖2-6 (d)所示。
(5)t4—t5時(shí)間段 (模式5)
在時(shí)刻t4，開(kāi)關(guān)管Q4在零電壓、零電流狀態(tài)下關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)間段阻斷電容上的電容繼續(xù)維持不變，主電路中的電流為零。等效電路圖如圖2-6(e)所示。這個(gè)時(shí)間段實(shí)際上是滯后臂開(kāi)關(guān)管狀態(tài)轉(zhuǎn)換之間的死區(qū)時(shí)間，在這個(gè)時(shí)間段里，剩余少數(shù)載流子繼續(xù)復(fù)合移去。
(6)t5-t6時(shí)間段(模式6)
在時(shí)刻t5，開(kāi)關(guān)管Q3導(dǎo)通，由于此時(shí)飽和電感器尚未進(jìn)入飽和，原邊電流不可能突變，需要經(jīng)過(guò)一定的時(shí)間才能迅速上升，因此Q3的導(dǎo)通為零電流導(dǎo)通。Q3導(dǎo)通后，在阻斷電容電壓和輸入電壓的共同作用下飽和電感很快又進(jìn)入
飽和區(qū)。由于漏感很小，因此原邊電流在這兩個(gè)電壓的共同作用下迅速線性上升。這時(shí)有:
（2.6）
在時(shí)刻t6, 上升到等于輸出電流反射值在時(shí)刻輸出電流全部通過(guò)變壓器副邊、電源再次向負(fù)載輸送能量。之后，阻斷電容上的電壓將向由正向負(fù)逐漸減小開(kāi)始下半個(gè)對(duì)稱的周期。這個(gè)工作模式的等效電路如圖2-6(F)所示，其持續(xù)時(shí)間
（2.7）
圖2-7 FB-ZVS/ZCS-PWM變換電路工作波形
2.6全橋型電路的主電路元?dú)饧?shù)的確定
下面介紹的設(shè)計(jì)方法適用于正激、推挽、半橋、全橋型電路，
① 變壓器的設(shè)計(jì)
變壓器是開(kāi)關(guān)電源中的核心元件，其他主電路器件的設(shè)計(jì)都依賴于變壓器的參數(shù)，因此首先應(yīng)對(duì)變壓器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。高頻變壓器工作時(shí)的電壓、電流都不是正弦波，因此工作狀況與工頻變壓器是不一樣的，設(shè)計(jì)公式也有所不同。需要設(shè)計(jì)的是電壓比，鐵心的形式和尺寸、各繞組匝數(shù)的、導(dǎo)體截面積等。電壓比kt 電壓比的設(shè)計(jì)原則是電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓仍能達(dá)到設(shè)計(jì)需要的上限，考慮到電路中的壓降，輸出電壓應(yīng)留有余量；
（2.8）
kt——電壓比；
Uinmin——輸入直流電壓最小值，應(yīng)選輸入電壓下限，注意考慮電壓波紋；
Dmax——最大占空比；
Uomax——最高輸出電壓；
——電路中的壓降，應(yīng)包含整流二極管壓降和電路中的線路壓降等。
②鐵心的選取 計(jì)算出電壓比后，可根據(jù)以下公式選取合適的鐵心：
（2.9）
式中 Ae——鐵心磁路截面積；
Aw——鐵心窗口面積；
PT——變壓器的傳輸功率；
Fs——開(kāi)關(guān)頻率
——鐵心在一個(gè)工作周期內(nèi)磁感應(yīng)強(qiáng)度的 變化范圍（見(jiàn)圖2-8）
圖2-8 充電電流與電壓的關(guān)系
Dc——變壓器繞組導(dǎo)體的電流密度
kc——繞組在鐵心窗口中的填充系數(shù)
根據(jù)以上公式計(jì)算出鐵心應(yīng)具備的截面積——窗口面積后，可以在生產(chǎn)廠家提供的產(chǎn)品手冊(cè)中查到合適的鐵心，使其形狀和尺寸滿足要求。
③繞阻匝數(shù) 選定鐵心后，便可以計(jì)算繞組匝數(shù)。由于電壓比已知，可以首先計(jì)算一次或二次繞組匝數(shù)中任意一個(gè)，然后根據(jù)電壓比推算另一個(gè)。通常計(jì)算二次匝數(shù)更加容易，計(jì)算公式為
（2.10）
式中 N——所計(jì)算的繞組的匝數(shù)；
Sv——這一繞組的最大伏-秒面積
（既圖2-9和圖2-10中陰影部分）
圖2-9 電路繞組電壓.勵(lì)磁電流和變壓器工作時(shí)的磁化曲線
圖2-10 雙端電路繞組電壓.勵(lì)磁電流和變壓器工作時(shí)的磁化曲線
其定義為
（2.11）
——鐵心工作時(shí)的允許磁感應(yīng)強(qiáng)度；
Ae——鐵心磁路截面積。
為了保證在任何條件下鐵心不飽和，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)按最大伏-秒面積計(jì)算匝數(shù)。因?yàn)殡娐分须妷旱牟ㄐ味际欠讲ǎ宰畲蠓?秒面積的計(jì)算可以簡(jiǎn)化為電壓和脈沖寬度的乘積。通常計(jì)算二次側(cè)最大伏-秒面積較為方便。 對(duì)于半橋、全橋、推挽等雙端電路：
（2.12）
因此，二次繞組匝數(shù)的設(shè)計(jì)公式簡(jiǎn)化為
正激型電路：
（2.13）
半橋、全橋、推挽電路：
（2.14）
一次側(cè)繞組匝數(shù)可由二次側(cè)繞組和電壓比推算出來(lái)。
④繞組導(dǎo)體截面積
根據(jù)流過(guò)每個(gè)繞組的電流值和預(yù)先選定的電流密度，既可計(jì)算出繞組
導(dǎo)體截面積： （2.15）
⑤變壓器設(shè)計(jì)的其他問(wèn)題
包括變壓器勵(lì)磁電感和漏感的估算，以及繞組結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)。
可以用變壓器的等效電路來(lái)說(shuō)明勵(lì)磁電感和漏感，如圖2-11
圖2-11 變壓器的T型等效電路
圖中Lm1、Lm2為勵(lì)磁電感；Lsi為一次側(cè)繞組的漏感，Ls2為二次側(cè)繞組的漏感，已經(jīng)按電壓比折算到一次側(cè)。
（2.16）
μ0——真空磁導(dǎo)率；
μr——鐵心材料相對(duì)磁導(dǎo)率；
Ae——鐵心截面積；
N1——一次繞組匝數(shù)；
L——鐵心磁路長(zhǎng)度。
由于鐵心材料的相對(duì)磁導(dǎo)率μr很大，因此勵(lì)磁電感通常也較大。如果鐵心未夾緊，磁路中有間隙，則勵(lì)磁電感會(huì)急劇下降，勵(lì)磁電流成倍增加，導(dǎo)致變壓器性能嚴(yán)重惡劣化。
變壓器的漏感來(lái)源于沒(méi)有同時(shí)鉸鏈一次繞組和二次繞組的漏磁通。因此它同一、二次繞組相偶合的緊密程度緊密相關(guān)。漏感對(duì)工作電路帶來(lái)的影響主要是負(fù)面的，開(kāi)關(guān)氣件關(guān)斷時(shí)很高的di/dt使漏感兩端產(chǎn)生尖峰狀電壓，給開(kāi)關(guān)器件造成過(guò)電壓。雖然可以采用Rc吸收電路來(lái)降低過(guò)電壓，但會(huì)造成較大的損耗。過(guò)大的漏感還會(huì)造成占空比的損失。因此變壓器的設(shè)計(jì)應(yīng)盡量減少漏感。減少漏感的方法主要是提高一二次繞組耦合的程度，如采用間隔繞組等。
2.7輸出濾波電路的設(shè)計(jì)
輸出濾波電路的作用是濾除二次側(cè)整流電路輸出的脈動(dòng)直流中的交流分量，得到平滑的直流輸出。在開(kāi)關(guān)電源中通常采用一級(jí)LC濾波電路，當(dāng)要求輸出紋波很小時(shí)，采用二級(jí)LC濾波電路，如圖2-12所示。
濾波器的設(shè)計(jì)首先應(yīng)進(jìn)行電感的設(shè)計(jì)，然后再進(jìn)行電容的設(shè)計(jì)。
第三章 濾波電路和主電路的計(jì)算
3.1 濾波電感
設(shè)計(jì)濾波電感首先應(yīng)根據(jù)輸出電壓、輸出電流和開(kāi)關(guān)頻率，并首先選定允許的輸出電感電流紋波值，然后按公式計(jì)算電感值；
正激型電路：
（3.1）
全橋、半橋、推挽型電路：
（3.2）
式中L——濾波電感的值；
Uon ——輸入電壓最高、占空比為0.5時(shí)的輸出電壓值，此時(shí)電感電流紋波最大；
Fs———開(kāi)關(guān)頻率；
? ——允許的電感電流最大紋波波峰峰值；
計(jì)算出電感值后，根據(jù)電感值和流過(guò)電感的電流，再計(jì)算以下各項(xiàng)。
（1） 計(jì)算電感鐵心
(3.3)
式中
Ae——鐵心磁路截面積；
Aw——鐵心窗口面積；
L——電感值
Imax——電感電流最大有效值
?max——電感電流最大峰值；
Bmax——磁路磁通密度最大值；
Dc——電感繞組導(dǎo)體的電流密度；
Kc——繞組在鐵心窗口的填充系數(shù)；
（2） 計(jì)算繞組匝數(shù)
(3.4)
（3） 計(jì)算氣隙
(3.5)
然后根據(jù)電感電流和預(yù)先選定的電流密度，可以計(jì)算出繞組截面積。
3.2 濾波電容
由于已知電感電流最大紋波系數(shù)，可以假設(shè)電感電流最大紋波有效值為?/2，而濾波阻抗：
(3.6)
式中 Rces——濾波電容等效串聯(lián)電阻；
Lces——濾波電容等效串聯(lián)電感；
C——濾波電容值；
w——電容的工作頻率。
若根據(jù)預(yù)先選定的輸出電壓最大紋波有效值，則可按下式計(jì)算出濾波電容的阻抗；
(3.7)
然后根據(jù)電容手冊(cè)選取合適的電容。
由于開(kāi)關(guān)電源中的輸出濾波器處理的功率很大，濾波電感的濾波容量應(yīng)留有足夠的容量，以免在輸出大電流時(shí)飽和；濾波電容需采用高頻電解電容，以提高濾波效果，減少發(fā)熱；往往采用多個(gè)小電容并列，以降低等效串連電感和等效串聯(lián)電阻。
3.3 開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)
1. 開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)原則 變壓器和濾波電路設(shè)計(jì)完畢后，電路中各電壓和電流參數(shù)已基本確定，就可以開(kāi)始開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)了。開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)應(yīng)遵循以下兩個(gè)原則：
（1）器件工作時(shí)的電壓和電流都不應(yīng)超出其安全工作區(qū)，IGBT，MOSFET以及各種二極管，都有相應(yīng)的安全共工作區(qū)，這也是設(shè)計(jì)手冊(cè)的重要內(nèi)容。值得注意的是，開(kāi)關(guān)器件在實(shí)際電路中所承受的電流和電壓都是脈沖的，應(yīng)此脈沖工作區(qū)是最有指導(dǎo)意義的。
（2）工作時(shí)的節(jié)溫不能超過(guò)最大節(jié)溫 由于半導(dǎo)體較高的溫度條件下會(huì)變成導(dǎo)體從而失去阻斷電壓的能力，因此器件工作中管芯的溫度——結(jié)溫不能超過(guò)允許值。這一上限同管芯材料和工藝有關(guān)。對(duì)于采用目前普遍使用的硅材料制造的各種高頻開(kāi)關(guān)器件，如IGBT、MOSFET和GTR而言，其結(jié)溫上限125~125℃。器件工作中都會(huì)產(chǎn)生損耗，以熱的形式通過(guò)器件的殼體散發(fā)到周圍環(huán)境中，傳熱過(guò)程中結(jié)—?dú)らg就會(huì)形成溫差。
在實(shí)際設(shè)計(jì)中，應(yīng)該計(jì)算出開(kāi)關(guān)器件工作時(shí)的電壓和電流峰值，并根據(jù)安全工作區(qū)（SOA）來(lái)初步選擇器件的電壓和電流容量，然后根據(jù)估算的器件發(fā)熱功率、最高環(huán)境溫度和熱阻等參數(shù)來(lái)估算工作時(shí)的結(jié)溫，并應(yīng)留有裕量。
2變壓器二此側(cè)整流二極管的設(shè)計(jì)
流過(guò)二極管的峰值電流為
(3.8)
流過(guò)二極管的峰值電流為
(3.9)
所選取的二極管允許的峰值電流應(yīng)大于式（3.8）式中的，平均電流應(yīng)大于（3.9）中的Idmax.
根據(jù)二極管的平均電流可以估算其通態(tài)損耗：
(3.10)
式中Ud——二極管在流過(guò)峰值電流時(shí)的通態(tài)壓降。
二極管的開(kāi)關(guān)損耗可按下式計(jì)算：
(3.11)
式中 Eon和Eoff——每次開(kāi)通和關(guān)斷損耗的開(kāi)關(guān)能量；
fs——電路的開(kāi)關(guān)頻率；
根據(jù)二極管的損耗功率和器件的節(jié)溫上限以及環(huán)境溫度的上限可以計(jì)算出允許的散熱熱熱阻的上限為
（3.12）
式中 Rthj-c ——二極管的結(jié)殼熱阻；
R thc-a——散熱器的熱阻；
T Jm——二極管允許的最高結(jié)溫；
T aM ——技術(shù)要求中環(huán)境的上限。
二極管的結(jié)殼熱阻加散熱器熱阻不能夠超過(guò)式（3.12）指出的上限，這是選取二極管及其散熱器的依據(jù)。
3. 開(kāi)關(guān)管的設(shè)計(jì)
流過(guò)開(kāi)關(guān)管的峰值電流為 （3.13）
流過(guò)開(kāi)關(guān)管的最大平均電流為 （3.14）
所選開(kāi)關(guān)管的允許峰值電流應(yīng)大于式（3.13）中的?smax，平均電流應(yīng)大于（3.14）中的īsmax
根據(jù)開(kāi)關(guān)管的平均電流，可以估算其通態(tài)損耗；
（3.15）
式中 Us——開(kāi)關(guān)管在流過(guò)峰值電流時(shí)的通態(tài)壓降。
對(duì)于單集型器件，應(yīng)采用其通態(tài)電阻和流過(guò)其電流有效值技術(shù)通態(tài)損耗。
開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗可以按以下式估算：
（3.16）
式中 Eon和Eoff——每次開(kāi)通和關(guān)斷耗散的開(kāi)關(guān)能量；
Fs——電路的開(kāi)關(guān)頻率。
根據(jù)開(kāi)關(guān)管的損耗功率（即發(fā)熱功率）和器件的結(jié)溫上限以及環(huán)境溫度的上限可以計(jì)算出允許的散熱熱阻的上限為
（3.17）
式中 ——開(kāi)關(guān)管的結(jié)殼熱阻；
——散熱器的電熱阻；
——開(kāi)關(guān)管允許的最高結(jié)溫；
——技術(shù)要求中環(huán)境溫度的上限。
開(kāi)關(guān)管的結(jié)殼熱阻加熱器熱阻不能超過(guò)由式（3.17）指出的上限，是選取開(kāi)關(guān)管及其散熱器的依據(jù)。
3.4主電路設(shè)計(jì)的具體計(jì)算
技術(shù)要求：
1） 輸入電壓：交流三相380V（1±10%），50H z。
2） 輸出電壓：額定直流220V，調(diào)節(jié)范圍為0~300V。
3） 輸出電流：最大30A
4） 輸出紋波：紋波系數(shù)不大于0.5%。
5） 工作溫度:0~40℃
主電路設(shè)計(jì)：
（1）主電路的選型 該電源最大輸出功率為30*300=9000屬于功率較大的開(kāi)關(guān)電源，因此應(yīng)選取全橋型主電路；輸出電壓最高為300V，考慮到二極管的耐壓，變壓器二次側(cè)應(yīng)采用全橋整流電路。
為了簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)過(guò)程以便于理解，采用硬開(kāi)關(guān)電路。
1． 變壓器的設(shè)計(jì)
電壓比kt電壓比的計(jì)算按照式（3.18）。本文中，在輸入電壓為300V時(shí)，選取Uin min為整流后的直流電壓減去電壓波動(dòng)量的一半，即440V。Dmax?同控制電路有關(guān)，此處選為0.9。Uomax選為最高輸出電壓300V，ΔU選2V。將以上數(shù)據(jù)代入式（3.19）可得
(3.18)
2．鐵心的選取 首先按式（3.19）計(jì)算鐵心，窗囗的面積，其中Pt取9000W，開(kāi)關(guān)頻率Fs取50KHZ，dc選取4A/mm2，即4*106A/mm2，窗口填充系數(shù)Kc選取0.5。將這些數(shù)據(jù)代入式（3.19），得
(3.19)
按照鐵氧體鐵心生產(chǎn)廠家提供的手冊(cè)，可以選擇鐵心型號(hào)為EE65，其鐵心截面積為0.45*10-4m4，窗口面積為1.86*10-7鐵心，窗口面積為4546可以滿足要求。
3．繞組匝數(shù)
選定鐵心后，便可以根據(jù)式（3.20）計(jì)算繞組匝數(shù)。
(3.20)
代入數(shù)據(jù)得N2=40
一次繞組匝數(shù)可由二次繞組匝數(shù)和電壓比推算得到，為
45
4．繞組導(dǎo)體截面 根據(jù)式（3.21）可得二次繞組的導(dǎo)體截面積
(3.21)
代入數(shù)據(jù)得Ac2=7.5mm2
根據(jù)電壓比可以算出一次繞組導(dǎo)體的截面積：
Ac1=8.2mm2
（2）輸出滹波電路的設(shè)計(jì) 首先進(jìn)行電感的設(shè)計(jì)。
1．濾波電感的設(shè)計(jì) 首先按公式（3.2）計(jì)算電感值，其中輸出電壓Uom取300V，開(kāi)關(guān)頻率Ft為50HZ，允許的電感電流最大紋波峰峰值ΔI取最大輸出電流的20%，即2A，計(jì)算得
L=0.25mh
計(jì)算出電感值后，根據(jù)電感值和流，按式（3.3）選定電感鐵心，其中電感值L取0。25mH；電感電流最大有效值Imax取最大輸出電流30A，電感電流最大峰值取最大輸出電流加上電感電流最大紋波峰峰值的一半即11A；磁路磁通密度最大值Bmax 取0.3T；電感繞組導(dǎo)體的電流密度dc 取4A/mm;
窗口面積為3.69*10-4，鐵心，窗口面積積為1.32*10-7mm2，可以滿足要求。再按公式（3.4）計(jì)算繞組匝數(shù)：
=51
按公式（3.5）計(jì)算氣隙，其中μ為真空磁導(dǎo)率，
注意到鐵心由兩半對(duì)合而成功之，氣隙長(zhǎng)度l應(yīng)為2倍的鐵心間距，因此鐵心間距應(yīng)取1.2mm.
然后根據(jù)熱氣電感電流和預(yù)先選定的電流密度，算出電感繞組的導(dǎo)體截面積。
2． 濾波電容的確定 由于已知電感電流最大紋波值，可以假設(shè)電感電流最大紋波值為180，而輸出電壓最大紋波有效值取為輸出電壓下限的0.5%，即0.9，可以按式（3.6）計(jì)算出濾波電容的阻抗：
一種標(biāo)稱容量為470μF，耐壓為400V的電解電容器，其實(shí)測(cè)容值為416μF，串聯(lián)等效電阻為0.5Ω串聯(lián)等效電感受為0.5μH。紋波電流頻率為100KHZ，該電容的等效阻抗為0.6Ω，故采用一個(gè)該型號(hào)電容即可。
（3）開(kāi)關(guān)器件的設(shè)計(jì)
1． 變壓器二次側(cè)整流一極管的設(shè)計(jì) 基承受的反向電壓最大值為整 流電壓最大值除以變壓器電壓比 取400V，考慮到二極管關(guān)斷時(shí)會(huì)有過(guò)電壓，并考慮到輸入電壓的浪涌等因素，因此選取二極管的耐壓不低于600V。
流過(guò)二極管的峰值電流按式（3.8）設(shè)計(jì)：
流過(guò)二極管的最大平均電流按式（3.9） 設(shè)計(jì)：
所選取的二極管的允許的峰值電流應(yīng)大于33A，平均電流應(yīng)大于15A
根據(jù)二極管的平均電流可以近按式（3.10）估算其通態(tài)損耗，
其中二極管通態(tài)壓降根據(jù)有關(guān)產(chǎn)品手冊(cè)取2V：
二極管的開(kāi)關(guān)損耗根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，按通態(tài)損耗的1.~2倍估算，即
按式（3.11），根據(jù)二極管的損耗功率（即發(fā)熱功率）和器件的結(jié)溫 上限可以計(jì)算出允許的散熱熱阻的上限，其中環(huán)境溫度上限為40℃，結(jié)溫上限取120℃：
二極管的結(jié)殼熱阻加散熱器熱阻不能超過(guò)2.6K/W，這是選取二極管及其散熱的依據(jù)。
根據(jù)快速恢復(fù)二極管生產(chǎn)廠家提供的手冊(cè)，一種型號(hào)為DSEI30—06A的二極管，其反向耐壓為600V，正向電流為14A，結(jié)—?dú)嶙铻?K/W，其管殼與散熱器的接觸熱阻典型值為0.5K/W，這樣，散熱臺(tái)面到環(huán)境的熱阻就不能大于0.1K/W，這意味著要用較大的散熱器并需要強(qiáng)制風(fēng)冷，不大合理。因此，選擇另一種電流容量更大的DSEI30—06A型，二極管，其反向耐壓為600V，正向電流為37A，結(jié)—?dú)嶙铻?K/W，管殼與散熱器的接觸熱阻典型值為0.25K/W，散熱器臺(tái)面到環(huán)境的熱阻取1。35/W，這一數(shù)值較為合理。
2．開(kāi)關(guān)管的設(shè)計(jì) 開(kāi)關(guān)管選取電力MOSFET，其斷態(tài)耐壓為整流電壓的峰值，即590V，考慮到關(guān)斷時(shí)的過(guò)電壓以及輸入電壓的浪涌，開(kāi)關(guān)管的耐壓取800V以上。流過(guò)開(kāi)關(guān)管的峰值電流按式（3.13）計(jì)算
流過(guò)開(kāi)關(guān)管的最大平均電流按式（3.14）計(jì)算：
所選開(kāi)關(guān)管的允許峰值電流應(yīng)大于式（3.13）中的，平均電流應(yīng)大于式（3.14）中的
電力MOSFET的通態(tài)損耗應(yīng)按其電流有效值計(jì)算，考慮到計(jì)算的簡(jiǎn)單，可以用開(kāi)關(guān)電流峰值的來(lái)估算，即開(kāi)關(guān)管的電流有效值為，則開(kāi)關(guān)管的通態(tài)損耗為
式中 ——開(kāi)關(guān)管電流有效值，為505A；
——開(kāi)關(guān)管通態(tài)電阻，根據(jù)手冊(cè)選取0.6
開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗可以按通態(tài)損耗的1~1.5倍估算：
根據(jù)式（3.17）可以計(jì)算出允許的散熱熱阻的上限，其中器件的結(jié)溫 最大值 Tm取120℃環(huán)境溫度上限TaM為40℃
在電力IGBT生產(chǎn)廠家提供的手冊(cè)中，想到 型號(hào)為TYN-1016的器件， 其耐壓為800V，電流為15A，通態(tài)電阻為1.0，結(jié)—?dú)嶙铻?.7/W,其可乘之機(jī)殼與散熱器的接觸熱阻為1.25K/W.
至此主電路參數(shù)設(shè)計(jì)完畢設(shè)計(jì)結(jié)果如圖3-1所示。
圖3.1 所計(jì)算的主電路
3.5 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)
驅(qū)動(dòng)電路是控制電路與主電路的接口，同開(kāi)關(guān)電源的可靠性、效率等性能密切相關(guān)。驅(qū)動(dòng)電路需要有很多的快速性，能提供一定的驅(qū)動(dòng)功率，并具有較高的抗干擾和隔離噪聲能力。
驅(qū)動(dòng)信號(hào)施加在開(kāi)關(guān)器件的柵極－發(fā)射極（IGBT）或柵極－源極（MOSFET）間，在很多電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如半橋、全橋、雙正激型電路中，不同開(kāi)關(guān)器件的發(fā)射極（或源極）間的電位差很大，而且在高速變化，因此驅(qū)動(dòng)電路還要具備隔離功能。
目前常用的驅(qū)動(dòng)電路可以分為以下三種。
①變壓器隔離驅(qū)動(dòng)電路（見(jiàn)圖3-2）
圖3-2 變壓器隔離驅(qū)動(dòng)電路
該電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低，隔離電壓能達(dá)到很高，傳輸延時(shí)很小，而且無(wú)需附加電源，適合于較高頻率（50kHz~10MHz）電路的驅(qū)動(dòng)。由于變壓器只能傳輸交流信號(hào)，信號(hào)的正負(fù)伏秒面積必須相等，因此當(dāng)占空比改變時(shí)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的正負(fù)脈沖幅值也 相應(yīng)變化。而IGBT 和MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)正負(fù)脈沖幅值必須在10～18V范圍內(nèi)，負(fù)脈沖幅值也不能超過(guò)20V，因此當(dāng)占空比超過(guò)50％時(shí)，采用變壓器隔離驅(qū)動(dòng)就不合適了。
②高壓集成電路驅(qū)動(dòng)
是一種專用的高壓集成電路(HVIC)，它采用高速光藕合器作為隔離傳輸信號(hào)的元件，隔離后的驅(qū)動(dòng)電源采用“電荷泵”的方式，從主電路中取得，不再需要附加電源。這類集成電路的工作頻率可達(dá)500kHz～1MHz,傳輸延時(shí)也很小。但是由于HVIC技術(shù)的局限，目前只能用于500V以下的小容量器件的驅(qū)動(dòng)，而且成本較高，外圍電路復(fù)雜，可靠性也存在一定的問(wèn)題。具有代表性的產(chǎn)品是IR公司的IR2000系列。
③厚膜集成驅(qū)動(dòng)電路模塊
是一類最適合于大容量開(kāi)關(guān)電源的驅(qū)動(dòng)電路。這類模塊通常是以陶瓷為基板，由貼裝元件構(gòu)成的混合集成電路。電路中采用光耦元件隔離傳輸信號(hào)，可以達(dá)到很高的隔離電壓。隔離后電路的電源由外部供給，通常需要正負(fù)兩組電源，以實(shí)現(xiàn)正負(fù)電平驅(qū)動(dòng)。由于驅(qū)動(dòng)信號(hào)的正負(fù)兩組電平不隨占空比變化，因此占空比也可以在0—100﹪范圍內(nèi)任意變化，工作穩(wěn)定可靠。圖3-3為厚膜集成驅(qū)動(dòng)電路模塊的基本原理。
圖3-3 厚膜集成驅(qū)動(dòng)電路模塊的基本原理
更為可貴的是，這類驅(qū)動(dòng)電路本身都含有基于檢測(cè)器件通態(tài)壓降原理的過(guò)電流保護(hù)電路，可實(shí)現(xiàn)有效就地保護(hù)，這對(duì)于價(jià)格昂貴而且容易損壞的大容量開(kāi)關(guān)器件的使用是非常必要的。但是這類電路也有一些缺點(diǎn)，如需要提供多組隔離的電源，電路復(fù)雜，成本高，光耦合器傳輸延時(shí)大，適用開(kāi)關(guān)頻率低（<40KHZ）等。這類電路的代表產(chǎn)品有：日本三菱研發(fā)的M57959、M57962系列，日本富士公司生產(chǎn)的EXB840、EXB850系列等。
圖3-4 M57962L型IGBT驅(qū)動(dòng)器的接線圖
第四章 控制電路的設(shè)計(jì)及保護(hù)電路的實(shí)現(xiàn)
在DC/DC變換電路，可以控制直流輸出電壓的平均大小，使其與輸入電壓和輸出負(fù)載相適應(yīng)。在開(kāi)關(guān)式DC/DC變換器電路中，輸入電壓是固定不變的，利用控制開(kāi)關(guān)的開(kāi)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間（Ton和Toff）來(lái)控制輸出電壓的平均值。
控制輸出電壓的方法有多種，其中最常用的方法是脈寬調(diào)制法（PWM）或稱定頻調(diào)寬法。PWM型DC/DC開(kāi)關(guān)變換器具有控制簡(jiǎn)單，穩(wěn)態(tài)直流增益與負(fù)載無(wú)關(guān)等優(yōu)點(diǎn)。它的缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)損耗隨頻率的提高而增加，故限制了開(kāi)關(guān)頻率的進(jìn)一步提高。
由于本系統(tǒng)的負(fù)載是鉛酸蓄電池，所以在設(shè)計(jì)控制電路時(shí)，應(yīng)根據(jù)鉛酸蓄電池的充電特性以及用戶對(duì)系統(tǒng)的要求來(lái)確定控制方案。用戶對(duì)系統(tǒng)的要求如下所述。
在充電過(guò)程中，所需充電電流的大小是隨充電時(shí)間的長(zhǎng)短而有所變化的，開(kāi)始時(shí)充電電流需要大一些，隨充電過(guò)程的進(jìn)行所需要電流應(yīng)逐步減小。
若一直以大電流充電，當(dāng)電壓達(dá)到給定值后立即停止充電，由于電池內(nèi)部電解液的擴(kuò)散作用的延時(shí)，電池電壓會(huì)不穩(wěn)定，而使電壓有所下降，即電池沒(méi)有充滿。但如果此時(shí)仍以大電流繼續(xù)充電，則電池會(huì)受損，解決的辦法是當(dāng)端電壓接近給定值時(shí)，用小電流繼續(xù)充一端時(shí)間到給定值，這樣就能保證電池充滿。
4.1 控制方案的確定
控制電路是為主電路功率開(kāi)關(guān)管提供激勵(lì)信號(hào)的電路，也是功率開(kāi)關(guān)管正常工作不可缺少的輸入信號(hào)電路。根據(jù)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求，控制電路必須具備以下功能：
a.控制電路應(yīng)具備能根據(jù)主電路的要求輸出脈寬一定、相差可調(diào)的矩形驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
b.控制電路要有足夠的電路增益，能將電路輸出電流的微小變化轉(zhuǎn)化為相位控制信號(hào)，從而自動(dòng)調(diào)整輸出電流。
c.控制電路要提供開(kāi)關(guān)互鎖功能。
d.控制電路要提供各種故障情況的保護(hù)措施。
e.控制電路還應(yīng)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的軟啟動(dòng)，避免開(kāi)機(jī)沖擊現(xiàn)象。
根據(jù)蓄電池充電特性及用戶對(duì)該項(xiàng)目的要求，決定采用多級(jí)恒 流充電的方案，充電電流與電壓的關(guān)系曲線如圖4-1所示。
圖4-1 充電電流與電壓的波形圖
充電開(kāi)始，以30A的大電流進(jìn)行充電，當(dāng)電池端電壓達(dá)到U1時(shí)，改為以半電流15A繼續(xù)充電至U2，此時(shí)，蓄電池已基本充滿，最后，再以3~6A的小電流充電至U3，則認(rèn)為蓄電池已完全充滿，充電過(guò)程結(jié)束。
為實(shí)現(xiàn)多級(jí)恒流控制，系統(tǒng)采用電流閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)，其中，電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)器，使系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)無(wú)靜差。
系統(tǒng)控制部分的結(jié)構(gòu)圖如圖4-2所示。
圖4-2 控制部分的結(jié)構(gòu)框圖
與反饋信號(hào)IF相減形成誤差信號(hào)ΔI，再通過(guò)比例積分器使PWM信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生相應(yīng)的開(kāi)關(guān) 參考電壓UR與反饋電壓UF通過(guò)判別器的比較，產(chǎn)生電流值的給定信號(hào)I*G。I*G信號(hào)，功率控制回路調(diào)整輸出電壓的大小，使負(fù)載電流為一恒定值。
為保證系統(tǒng)正常工作，使系統(tǒng)能在異?；蚬收锨闆r下停止功率電路的工作，避免元件或負(fù)載損壞，系統(tǒng)中設(shè)置有保護(hù)電路。下面對(duì)控制系統(tǒng)各部分的設(shè)計(jì)加以說(shuō)明。
4.2 PWM信號(hào)的產(chǎn)生
PWM信號(hào)的產(chǎn)生是開(kāi)關(guān)信號(hào)產(chǎn)生的基礎(chǔ)，系統(tǒng)采用了PWM集成控制電路TL494，其引腳功能及內(nèi)部電路原理框圖如圖4-3及圖4-4所示。
圖4-3 TL494引腳圖
圖4-4 TL494原理圖
系統(tǒng)中，TL494的連接如圖4-5所示。
圖4-5 TL494接線圖
現(xiàn)對(duì)其接線作以下幾點(diǎn)說(shuō)明。5腳、6腳分別接電阻RT、電容CT，以組成震蕩電路，產(chǎn)生一定頻率的鋸齒波，震蕩頻率為f=1.2/RT*CT
系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)頻率為25kHz,考慮到后面開(kāi)關(guān)信號(hào)通路上經(jīng)過(guò)二分頻，故TL494內(nèi)部震蕩頻率為50kHz。故取Cr
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